Antennes planaires - Caractéristiques Générales¶
De nombreux substrats commerciaux sont disponibles pour la conception et la fabrication d'antennes de type microruban. Certains substrats courants sont listés dans le tableau ci-dessous, avec les paramètres les plus pertinents (nom de la société, nom du substrat, épaisseur, gamme de fréquences, constante diélectrique et tangente de perte).
Il existe de nombreux substrats pouvant être utilisés pour la conception d'antennes microruban, et leurs constantes diélectriques sont généralement de l'ordre de 2,2 ≤ $ϵ_r$ ≤ 12. Ceux qui sont les plus souhaitables pour une bonne performance d'antenne sont les substrats épais dont la constante diélectrique se situe dans la partie la plus basse de la gamme, car ils offrent un meilleur rendement, une plus grande bande passante, des champs peu liés pour le rayonnement dans l'espace, mais au détriment de la taille de l'élément.
Méthodes d'alimentation¶
Alimentation par ligne microruban
Alimentation avec cable coaxial
Alimentation à couplage d'ouverture
Alimentation à couplage de proximité
1. Antennes pour les communications radar¶
1.1 Microstrip patch rectangulaire¶
1.1.1 Procédure de conception¶
Spécifier: $\epsilon_r$ , $f_r$(Hz) et h
Déterminer: W et L
- Pour un radiateur efficace, une largeur pratique qui conduit à de bons rendements radiatifs est de:
$ W = \dfrac{c}{2f_r} \cdot \sqrt{\dfrac{2}{ϵ_r + 1}}$
où c est la vitesse de la lumière dans l'espace libre.
- Déterminer la constante diélectrique effective de l'antenne microruban en utilisant:
$ϵ_{reff} = \dfrac{ϵ_r+1}{2} + \dfrac{ϵ_r-1}{2}\left [ 1+12\frac{h}{W} \right ]^{-1/2} $
- Une fois que W est trouvé, déterminez l'extension de la longueur $ΔL$ à l'aide de:
$ΔL= 0.412h \dfrac{\left ( \epsilon_{reff}+0.3\right)\left ( \frac{W}{h}+0.264 \right )}{\left ( \epsilon_{reff}-0.258\right) \left ( \frac{W}{h}+0.8 \right )}$
- La longueur réelle du patch peut maintenant être déterminée en résolvant:
$ L = \dfrac{c}{2f_r \sqrt{ϵ_{reff}} } -2ΔL$
Surface effective
$ A_{eff} = G(\theta,\phi) \cdot \dfrac{\lambda^2}{4\pi} \cdot e_p $
input impedance
Condutance G1
$G_1 = I_1 / 120 \pi^2 $
Ou
$I_1 = \displaystyle\int_{0}^{\pi } \left [ \dfrac{ \sin \left (\dfrac{k_0 W}{2} \cos \theta \right ) }{\cos \theta } \right ]^{2}\sin ^{3}(\theta) d\theta = -2 + \cos X + X S_i(X) + \frac{\sin (X)}{X} $
$X = K_0 W$
La conductance mutuelle est définie, en termes de champs de zone lointaine comme suit:
$G_{12} = \frac{1}{120 \pi ^{2}} \displaystyle\int_{0}^{\pi } \left [ \dfrac{ \sin \left (\dfrac{k_0 W}{2} \cos \theta \right ) }{\cos \theta } \right ]^{2} J_0\left ( k_0 L \sin \theta \right ) \sin ^{3} (\theta) d\theta $
The resonant input resistance
$R_{in} = \dfrac{1}{2(G_1 + G_12)}$
Approximate expression for the input impedance
$R_{in} = 90 * \dfrac{\left ( e_r \right )^{2}}{e_r-1} \cdot \dfrac{L}{W}$
Ref: Balanis, Constantine. “Microstrip Antennas.” Antenna Theory, 4nd Ed.
1.1.2 Codes Design Paramètres¶
#import biblioteques
from typing import Hashable
from ipywidgets import interact
import numpy as np
import scipy.special as sc
from scipy.integrate import quad
import scipy.integrate as integrate
import scipy.special as special
print( 'Definir les parametre h(mm), fr(GHz) et er:')
@interact(fc=(1, 20, 0.01), er=(2.2, 12, 0.01), h = (0.05, 5, 0.01,))
def dimension_patch_carre(fc,er,h):
#vitesse de la lumiere
c = 3*10**8
#frequence centrale en GHz
fc = fc*10**9
#longueur de londe propage
lamb = c/fc
#epaisseur du substrate dieletrique
h = h*10**(-3)
#largueur du patch
W = (c/(2*fc)) * np.sqrt(2/(er+1))
ereff = (er+1)/2 + ((er-1)/2 * ((1+12*(h/W))**(-0.5)))
DeltaL = 0.412*h * (((ereff+0.3)*((W/h) + 0.264)) / ((ereff-0.258)*((W/h)+0.8)))
#Longueur du patch
L = c/(2*fc*np.sqrt(ereff)) - 2*DeltaL
print('Largeur du patch(W):',np.round(W*100,4),'cm\nLongueur(L):', np.round(L*100,4),'cm \n')
#--------------Calcule de la impedance de entree------------------------------------------
# constante de propagation
K0 = (2*np.pi*fc)/c
x = K0*W
Si = integrate.quad(lambda t : (np.sin(t))/t, 0, x)[0]
I = -2 + np.cos(x) + x*Si + np.sin(x)/x
G1 = I/(120*np.pi**2)
I122 = lambda teta : ((np.sin((K0*W)/2 * np.cos(teta)))/(np.cos(teta)))**2 * special.j0(K0*L*np.sin(teta)) * np.sin(teta)**3
I12 = integrate.quad(I122,0 , np.pi)[0]
G12 = 1/(120*np.pi**2) * I12
Rin = 1/(2*(G1+G12))
Rinn = 90 * ((er**2)/(er-1)) * (L/W)
y0 = L/np.pi * np.arccos(np.sqrt(50/Rin))
print('Input impedance:',np.round(Rin,4),'Ohm ')
print('Approximate Input impedance:',np.round(Rinn,4),'Ohm' )
print('Approximate distance gap y0:', np.round(y0*100,4), 'cm')
import pandas as pd
import numpy as np
def df_patch(D,G,ep,fr,S_11dB,Bp):
lst1 = ["Surface effective mm²","Directivite","Gain",'Pertes de lantenne (ecd)', 'Pertes des désadaptation(dB)', 'Bande passante(GHz)','Bande passante(%)']
#resultat de la simulation
c = 3*10**8
fr = fr*10**9
lamb = c/fr
se = ((10**(G/10)) * (lamb**2)/(4*np.pi) * ep ) * 10**6
ecd = G/D
Bp_perc = ((Bp*10**9)/fr ) * 100
lst2 = [se,D,G, ecd , S_11dB , Bp , Bp_perc]
df = pd.DataFrame(list(zip(lst1,lst2)))
print(df)
1.1.3 [Simulation HFSS] Patch rectangulaire avec ligne de quart d'onde feed¶
Substrate FR4 avec $ϵ_r = 4.4$ avec tangente de perte $ξ = 0.02$ et $h = 0.1575 cm$
Fréquence centrale de $10GHz$
Performances en rayonnement
Dimension du patch rectangulaire (L x W) théorique:
- L = 0.64 cm
- W = 0.91 cm
Dimension du patch rectangulaire (L x W) après optimisation:
- L = 0.64 cm
- W = 0.70 cm
df_patch(6.61,5.46,1, 10,-16.31, 0.5244)
| Critères de performance | Résultats |
|---|---|
| Surface effective Se | 251.78 $mm^2$ |
| Directivité($Φ=90°,Θ=0°$) | 6.61 dBi |
| Gain($Φ=90°,Θ=0°$) (dBi) | 5.46 dBi |
| Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | 0.8260 |
| Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | -16.31 dB |
| Bande passante (-10 dB) | 0.524 GHz |
| Bande passante (%) | 5.24% |
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Étroite |
Paramètre $s_{11}$ : Coefficient de réflexion
Diagramme de rayonnement
1.1.4 [Simulation HFSS] Patch rectangulaire avec insert feed¶
Performances en rayonnement
Substrate FR4 avec $ϵ_r = 4.4$ avec tangente de perte $ξ = 0.02$ et $h = 0.1575 cm$
Fréquence centrale de $10GHz$
- L = 0.64 cm
- W = 0.91 cm
- $y_0 = 0.2372 cm$
Dimension du patch rectangulaire (L x W) aprés optimisation:
- L = 0.64 cm
- W = 0.70 cm
- Inset gap = cm
df_patch(6.6210,5.2266,1, 10,-19.2317, 0.4444)
| Critères de performance | Résultats |
|---|---|
| Surface effective Se | 238.61 $mm^2$ |
| Directivité($Φ=90°,Θ=0°$) | 6.62 dBi |
| Gain($Φ=90°,Θ=0°$) (dBi) | 5.23 dBi |
| Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | 0.7893 |
| Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | -19.2317 dB |
| Bande passante (-10 dB) | 0.4444 GHz |
| Bande passante (%) | 4.44% |
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Étroite |
Paramètre $s_{11}$ : Coefficient de réflexion
Diagramme de rayonnement
1.1.5 [Simulation HFSS] Patch rectangulaire avec coaxial feed¶
Performances en rayonnement
Substrate FR4 avec $ϵ_r = 4.4$ avec tangente de perte $ξ = 0.02$ et $h = 0.1575 cm$
Fréquence centrale de $10GHz$
| Dimension (L x W) | 0.64 cm x 0.91 cm |
|---|---|
| Surface effective Se | 306.69 $mm^2$ |
| Directivité($Φ=90°,Θ=0°$) | 7.2135 dBi |
| Gain($Φ=90°,Θ=0°$) (dBi) | 6.5234 dBi |
| Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | 0.9262 |
| Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | -35.8583 dB |
| Bande passante (-3 dB) | 0.6438 GHz |
| Bande passante (%) | 6.44% |
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Étroite |
Paramètre s11 : Coefficient de réflexion
Diagramme de rayonnement
1.2 Microstrip patch circulaire¶
1.2.1 Procédure de conception¶
Spécifier: $\epsilon_r$ , $f_r$(Hz), et h
Déterminer: le rayon a du patch
$a = \dfrac{F}{\left \{ 1+\dfrac{2h}{\pi \epsilon_r F} \left [ \ln \left ( \dfrac{\pi F}{2h} \right ) + 1.7726\right ] \right \}^{1/2}}$
$ F = \dfrac{8.791 \cdot 10^9}{fr \sqrt{ϵ_r}}$
Ref: Balanis, Constantine. “Microstrip Antennas.” Antenna Theory, 4nd Ed.
1.2.2 Codes - Design paramètres¶
print( 'Definir les parametre h(mm), fr(GHz) et er:')
@interact(fc=(1, 20, 0.05), err=(2.2, 12, 0.01), h = (0.05, 5, 0.01))
def dimension_patch_circulaire(fc,err,h):
c = 3*10**8
fc = fc*10**9
hh = h*10**(-3)
#---------------------------------------------------------------------------
F = (8.791*10**9)/(fc*np.sqrt(err))
a = F / ( 1 + ((2*hh)/(np.pi*err*F)) * ((np.log((np.pi*F)/(2*hh))) + 1.7726) )**(0.5)
print('Rayon du patch:',np.round(a,4),'cm\n')
1.2.3 [Simulation HFSS] Patch circulaire avec coaxial feed¶
Patch circulaire avec coaxial feed
Substrate FR4 avec $ϵ_r = 4.4$ avec tangente de perte $ξ = 0.02$ et $h = 0.1575 cm$
Fréquence centrale de $10GHz$
Performances en rayonnement
Dimensions théoriques de l'antenne patch circulaire:
- rayon a = 0.4182 cm
Dimensions de l'antenne patch circulaire après optimisation:
- rayon a = 0.3673 cm
df_patch(6.4068,5.6051,1,10,-18.6354,0.6578)
| Critères de performance | Résultats |
|---|---|
| Surface effective Se | 260.3410 $mm^2$ |
| Directivité($Φ=90°,Θ=0°$) | 6.4068 dBi |
| Gain($Φ=90°,Θ=0°$) | 5.6051 dBi |
| Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | 0.8749 |
| Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | -18.6354 |
| Bande passante (-3 dB) | 0.6578 GHz |
| Bande passante (%) | 6.5780 % |
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Étroite |
Paramètre $s_{11}$ : Coefficient de réflexion
Diagramme de rayonnement
1.3 Microstrip Elliptical Patch¶
1.3.1 [Simulation HFSS] Patch Elliptique avec coaxial feed layout¶
Substrate FR4 avec $ϵ_r = 4.4$ avec tangente de perte $ξ = 0.02$ et $h = 0.1575 cm$
Fréquence centrale de $10GHz$
1.3.2 Performances en rayonnement¶
df_patch(6.3388,5.3728,1,10,-31.88,0.6222)
| Critères de performance | Résultats |
|---|---|
| Surface effective Se | 246.78 $mm^2$ |
| Directivité($Φ=90°,Θ=0°$) | 6.3388 dBi |
| Gain($Φ=90°,Θ=0°$) | 5.3728 dBi |
| Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | 0.8476 |
| Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | -31.88 dB |
| Bande passante (-3 dB) | 0.6622 GHz |
| Bande passante (%) | 6.22 % |
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Étroite |
Paramètre $s_{11}$ : Coefficient de réflexion
Diagramme de rayonnement
1.4 Quasi yagi¶
Ces dernières années, les antennes Yagi imprimées sont devenues populaires pour les applications à haute fréquence et à ondes millimétriques, et le nombre d'études est important. Cependant, elles visent principalement deux objectifs différents : le gain élevé et les performances à large bande.
Ces antennes utilisent des alimentations non conventionnelles, essentiellement différentes formes de lignes microruban qui peuvent être imprimées sur une face d'un substrat diélectrique. Une telle conception facilite la fabrication d'antennes à des fréquences micro-ondes et millimétriques élevées.
1.5 Vivaldi antenne¶
L'antenne Vivaldi est une antenne à ondes progressives à large bande. La structure de base consiste en une slot uniforme λs∕4 qui est connectée à une slot effilée exponentiellement ; l'indice s est utilisé pour identifier la slot.
La fente est excitée/alimentée par une ligne de transmission microstrip à partir de la surface inférieure du substrat, comme le montre la figure ci-dessus.
La conception Vivaldi est généralement peu coûteuse, et elle possède d'excellentes caractéristiques de rayonnement, telles qu'un gain élevé, des performances à large bande, une largeur de faisceau constante et de faibles lobes latéraux.
1.5.1 Procédure de conception¶
L'antenne est une fente à pente exponentielle découpée dans un film mince de métal qui est supporté par un substrat. La pente exponentielle peut être définie par :
$ y = \pm A e^{px} $
Où y est la demi-séparation de la fente et x est la position dans la longueur de l'antenne, A est la moitié de la largeur d'ouverture Wmin, et p est le taux de décroissance.
$A = \dfrac{W_s}{2}$
$ p = \dfrac{1}{L_a} \ln{\left ( \frac{W_a}{W_s} \right )} $
where $L_a$, $W_a$ are the length, the width of the opening aperture and $W_s$ is the slot width of the proposed Vivaldi antenna.
La directivité des antennes Vivaldi augmente avec la longueur L de l'antenne, ce qui permet d'obtenir des gains allant jusqu'à 17 dB.
The bandwidth is limited by the opening width Wmin and the aperture width Wmax of the antenna
Des études paramétriques ont montré que la performance optimale est atteinte lorsque la longueur L est supérieure à une longueur d'onde à la fréquence la plus basse.
La largeur d'ouverture Wmin est basée sur la fréquence la plus élevée et la largeur d'ouverture Wmax influence la fréquence la plus basse.
En outre, la valeur de la largeur d'ouverture Wmax devrait typiquement, sur la base d'examens paramétriques, être comprise entre Wmax1 et Wmax2, où :
$W_{max1} = λ_0 = \dfrac{c}{fr \cdot \sqrt(ϵ_r)} $
$W_{max2} = \dfrac{ λ_{min} }{2} = \dfrac{c}{ 2 \cdot f_{min} \cdot \sqrt(ϵ_r)}$
De sorte que $W_{max1}$ < $W_{max}$ < $W_{max2}$, où λmin est la longueur d'onde à la fréquence minimale et λ0 est la longueur d'onde à la fréquence centrale.
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Haut | Linéaire | Large |
Ref: Balanis, Constantine.“ Broadband Dipoles and Matching Techniques.” Antenna Theory, 4nd Ed.
1.5.2 Conception d'une antenne Vivaldi¶
Substrate FR4 avec $ϵ_r = 4.4$ avec tangente de perte $ξ = 0.02$ et $h = 0.1575 cm$
Fréquence centrale de $10GHz$ et minimum fréquence est 4 GHz.
$W_{max1} = λ_0 = \dfrac{c}{fr \cdot \sqrt(ϵ_r)} = 14.3019 mm $
$W_{max2} = λ_0 = \dfrac{c}{ 2 fr \cdot \sqrt(ϵ_r)} = 17.8774 mm $
Codes - Design paramètres¶
from ipywidgets import interact
import numpy as np
print( 'Definir les parametre h(mm), fr(GHz) et er:')
@interact(fmin=(1, 20, 0.01), fc=(1, 20, 0.01), er=(2.2, 12, 0.01), h = (0.05, 5, 0.01,))
def dimension_patch_carre(fc,er,h, fmin):
c = 3*10**8
fmin = fmin*10**9
fc = fc*10**9
lamb = c/fc
h = h*10**(-3)
w_max1 = (c/(fc*np.sqrt(er))) * 10**3
w_max2 = (c/(2*fmin*np.sqrt(er))) *10**3
print('w_max1 = ',np.round(w_max1,4),'mm \n')
print('w_max2 = ',np.round(w_max2,4),'mm \n')
TL = (lamb/2)
#Ws doit etre aproxi 1mm
Ws = 0.6*10**(-3)
s = Ws/2
#p = 250
#Wa = Ws* np.exp(p*TL)
Wa = 16*10**(-3)
p = 1/TL * np.log(Wa/Ws)
print(TL,Ws,Wa,p, s)
2. Antennes indépendantes de la fréquence: Spirales et log-périodiques¶
Une antenne dont l'impédance d'entrée est indépendante de la fréquence est appelée antenne à impédance constante. Certaines antennes à impédance constante ont des caractéristiques de rayonnement qui sont indépendantes de la fréquence.
Ces antennes, qui ont à la fois une impédance d'entrée constante et des caractéristiques de rayonnement constantes, sont appelées antennes indépendantes de la fréquence.
2.1 Log Periodique Toothed - Design Paramèters¶
2.2 Conception d'une antenne Log periodique Toothed¶
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Large |
3. Antennes pour les communications mobiles¶
3.1 Planar Inverted-F Antenna (PIFA)¶
L'antenne planaire en F inversé (PIFA) est une conception très populaire dans les communications mobiles. Son nom est dû à la ressemblance de la lettre F avec sa face cachée dans sa vue latérale. La PIFA intrinsèque est fondamentalement un dérivé du microruban rectangulaire λ/4 de la figure en dessus:
Ref: Balanis, Constantine. “Microstrip Antennas.” Antenna Theory, 4nd Ed.
Parmi ses avantages, on peut citer les suivants:
Le faible rayonnement vers l'arrière réduit le débit d'absorption spécifique (DAS) par rapport aux autres types d'antennes utilisées dans les applications mobiles.
Les deux polarisations, verticale et horizontale, peuvent être captées.
Il peut être facilement intégré dans les appareils mobiles.
Il est facile à concevoir, son coût est faible et il est fiable.
3.1.1 Procédure de conception¶
$L = -W + W_s + \lambda / 4 + h$
où λ est la longueur d'onde dans le diélectrique.
$L = \lambda/4 + h $ pour $w_s=W$
$L ≈ -W + \lambda / 4 + h $ pour $w_s ≈ 0$
Fréquence de résonance
La fréquence de résonance de l'antenne PIFA est déterminée par la longueur du patch $L$, la largeur du patch $W$, la largeur de la feuille de court-circuit $w_s$ et la hauteur du substrat $h$.
$f_r = \dfrac{c}{4 \cdot (L+W-w_s-h)\sqrt(𝜀_r)} $
où c est la vitesse de la lumière dans l'espace libre et $𝜀_r$ est la permittivité relative (constante diélectrique) du substrat.
3.1.2 Codes Design Paramètres¶
print( 'Definir les parametre h(mm), fr(GHz) et er:')
@interact(fc=(1, 20, 0.05), er=(2.2, 12, 0.01), h = (0.05, 5, 0.01))
def dimension_patch_circulaire(fc,er,h):
c = 3*10**8
fc = fc*10**9
hh = h*10**(-3)
#---------------------------------------------------------------------------
lamb = c/(fc*np.sqrt(er))
L = (lamb/4) + hh
print('L du patch:',np.round(L*100,4),'cm\n')
3.1.3 [Simulation HFSS] Planar Inverted-F Antenna (PIFA)¶
Performances en rayonnement
df_patch(4.97,3.9643,1,10,-20.06,0.4178)
| Critères de performance | Résultats |
|---|---|
| Surface effective Se | 178.42 $mm^2$ |
| Directivité($Φ=90°,Θ=0°$) | 4.97 dBi |
| Gain($Φ=90°,Θ=0°$) | 3.9643 dBi |
| Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | 0.7976 |
| Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | -20.06 dB |
| Bande passante (-10 dB) | 0.4178 GHz |
| Bande passante (%) | 4.17 % |
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Moyen | Linéaire | Étroite |
Paramètre $s_{11}$ : Coefficient de réflexion
Diagramme de rayonnement
3.2 Microstrip patch Bow-tie¶
Caractéristiques de l'antenne
| Directivité | Polarisation | Bande passante |
|---|---|---|
| Faible | Linéaire | Modere |
3.2.1 Procédure de conception¶
L'antenne Bow-tie est similaire à la conception des patchs microstrip rectangulaires. Il existe un ensemble d'équations de conception, qui sont obtenues en modifiant les équations de conception semi-empiriques pour les patchs rectangulaires.
$(f_r)^{TM}_{10} = \dfrac{1}{2 \sqrt{e_{ereff}}L} \left ( \frac{1.152}{R_t} \right ) $
4. Bilan des donnés¶
- Critères de performance
Pour comparer les performances des antennes, nous avons utilisé les conditions suivantes :
Substrate FR4 avec ϵr=4.4 avec tangente de perte ξ=0.02 et h=0.1575cm
Fréquence de fonctionnement: 10GHz
| Antennes | Surface effective | Directivité | Gain | Pertes de l’antenne ($e_{cd}$) | Pertes des désadaptions ($S_{11}$) | Bande passante (-10 dB) | Bande passante(%) |
|---|---|---|---|---|---|---|---|
| Patch rectangulaire avec ligne $λ/4$ feed | 251.78 $mm^2$ | 6.61 dBi | 5.46 dBi | 0.8260 | -16.31 dB | 0.524 GHz | 5.24% |
| Patch rectangulaire avec insert feed | 238.61 $mm^2$ | 6.62 dBi | 5.23 dBi | 0.7893 | -19.23 dB | 0.444 GHz | 4.44% |
| Patch rectangulaire avec coaxial feed | 306.69 $mm^2$ | 7.21 dBi | 6.52 dBi | 0.9262 | -25.86 dB | 0.644 GHz | 6.44% |
| Patch circulaire avec coaxial feed | 260.3410 $mm^2$ | 6.41 dBi | 5.60 dBi | 0.8749 | -18.63 dB | 0.658 GHz | 6.58% |
| Patch Elliptique avec coaxial feed | 246.78 $mm^2$ | 6.34 dBi | 5.37 dBi | 0.8476 | -31.88 dB | 0.662 GHz | 6.62% |
| Planar Inverted-F Antenna (PIFA) | 178.42 $mm^2$ | 4.97 dBi | 3.96 dBi | 0.7976 | -20.06 dB | 0.42 GHz | 4.20% |
Resultats et analyses
Largeurs de bande de microbandes rectangulaires avec différentes épaisseurs de substrat et deux constantes diélectriques.
Techniques à large bande pour l'antenne patch microbande
Antenne patch microstrip avec sonde en forme de L
Patchs à double empilement alimentés par sonde. Une configuration de patchs à double empilement : Cette configuration a permis d'obtenir une largeur de bande maximale de 25 %.
Patchs à double empilement à fente couplée à l'ouverture.
Utilisez une alimentation par sonde coaxiale avec une fente en U.
Ref: Modern handbook antenna chapither 4.
5. Réseaux d'antennes¶
5.1 Introdution¶
Une autre façon d'augmenter les dimensions de l'antenne, sans nécessairement augmenter la taille des éléments, consiste à former un ensemble d'éléments rayonnants dans une configuration électrique et géométrique.
Cette nouvelle antenne, formée de plusieurs éléments, est appelée un réseau. Dans la plupart des cas, les éléments d'un réseau sont identiques. Ce n'est pas nécessaire, mais c'est souvent pratique, plus simple et plus pratique. Les éléments individuels d'un réseau peuvent être de n'importe quelle forme (fils, ouvertures, etc.).
Le champ total du réseau est déterminé par l'addition vectorielle des champs rayonnés par les éléments individuels.
Dans un réseau d'éléments identiques, il existe au moins cinq commandes qui peuvent être utilisées pour façonner le diagramme global de l'antenne.
- La configuration géométrique de l'ensemble du réseau (linéaire, circulaire, rectangulaire, sphérique, etc.)
- Le déplacement relatif entre les éléments
- L'amplitude d'excitation des éléments individuels
- La phase d'excitation des éléments individuels
- Le diagramme relatif des éléments individuels
Un réseau d'éléments identiques, tous de magnitude identique et chacun avec une phase progressive, est appelé réseau uniforme. Le facteur de réseau peut être obtenu en considérant les éléments comme des sources ponctuelles. Si les éléments réels ne sont pas des sources isotropes, le champ total peut être formé en multipliant le facteur de réseau des sources isotropes par le champ d'un seul élément. C'est la règle de multiplication du réseau de l'équation ci-dessous, et elle ne s'applique qu'aux réseaux d'éléments identiques.
E(total) = [E(single element at reference point)] × [array factor]
Dans la conception de tout système d'antenne, les paramètres de conception les plus importants sont généralement:
- Le nombre d'éléments;
- L'espacement entre les éléments;
- L'excitation (amplitude et phase);
- La largeur du faisceau à mi-puissance;
- La directivité ;
- Le niveau des lobes secondaires;
Dans une procédure de conception, certains de ces paramètres sont spécifiés et les autres sont ensuite déterminés
5.2 Réseau Lineaire¶
5.3 Réseau planaire¶
Les réseaux planaires fournissent des variables supplémentaires variables supplémentaires qui peuvent être utilisées pour contrôler et façonner la configuration du réseau.
Les réseaux planaires sont plus polyvalents et peuvent fournir des modèles plus symétriques avec des lobes latéraux plus faibles. En outre, ils peuvent être utilisés pour balayer le faisceau principal de l'antenne vers n'importe quel point de l'espace.
Les applications comprennent les radars de localisation, les radars de recherche, la télédétection, les communications, et bien d'autres.
Array Factor
Le facteur de réseau pour l'ensemble du réseau planaire peut s'écrire comme suit:
$AF = S_{xm} S_{yn} $
où:
$S_{xm} = \sum_{m=1}^{M} I_{m1} \cdot e^{j(m-1)(k d_x \sin \theta \cos \phi + \beta_x)} $
$S_{yn} = \sum_{n=1}^{N} I_{1n} \cdot e^{j(n-1)(k d_y \sin \theta \sin \phi + \beta_y)} $
$I_{m1}$ : le coefficient d'excitation de chaque élément;
$d_x et \beta_x) $: La distance et le déphasage progressif entre les éléments le long de l'axe x;
Si les coefficients d'excitation d'amplitude des éléments du réseau dans la direction y sont proportionnels à ceux dans la direction x, l'amplitude du (m, n)ème élément peut s'écrire comme suit :
$ I_{mn} = I_{m1} I_{1n}$
Si en plus l'excitation d'amplitude de l'ensemble du réseau est uniforme, ça veut dire:
$I_{mn} = I_0$
On peut calculer la AF comme suit:
$AF_n(\theta ,\phi ) = \left \{ \dfrac{1}{M} \dfrac{\sin \left ( M/2 \cdot \Psi_x \right )}{\sin \left ( \Psi_x/2 \right )}\right \} \left \{ \dfrac{1}{N} \dfrac{\sin \left ( N/2 \cdot \Psi_y \right )}{\sin \left ( \Psi_y/2 \right )} \right \}$
où:
$\Psi_x = k d_x \sin \theta \cos \phi + \beta_x$
$\Psi_y = k d_y \sin \theta \sin \phi + \beta_y$
Lobes secondaires
Pour éviter les lobes secondaires dans les plans x-z et y-z, la distance entre les éléments dans les directions x et y, respectivement, doit être inférieure à $\lambda/2$ ($d_x < \lambda/2$ et $d_y < \lambda/2$) ;
5.3.1 Procédure de conception¶
Les réseaux planaires conçus dans cette section sont composés uniquement de patchs rectangulaires.
Les réseaux planaires de 8 × 8 éléments de patchs microstrip rectangulaires avec un espacement entre éléments de λ/2.
Le nombre d'éléments d'un réseau affecte la largeur du lobe principal d'un diagramme de rayonnement. En d'autres termes, plus il y a d'éléments dans un réseau (réseau de grande taille), plus le lobe principal est étroit.
Réseau planaire 8x8
Finite Array Domain Decomposition (ou FADDM) profite de la simplicité des cellules unitaires et crée un modèle complet en utilisant les informations de maillage générées dans une cellule unitaire.
Dans une cellule unitaire, les hypothèses suivantes sont faites :
- Le motif de chaque élément est identique;
- Le réseau est uniformément excité en amplitude, mais pas nécessairement en phase;
- Les effets de bord et le couplage mutuel sont ignorés;
Layout réseau 8x8 dans HFSS
- $Dx$:
- $Dy$:
- $dx$: 15 mm
- $dy$: 15 mm
- $W$: 0.91 cm
- $L$: 0.64 cm
- $h$: 1.58 cm
- $x_0$: 4.5 cm
- $y_0$: 46 cm
- $tan\delta$: 0.02
- $ϵ_r$: 4.40
- $f$: 10GHz
- Performances en rayonnement
- Comparaison 1 seule element rayonnent x réseau 8x8
- Si on defini le parametre Scan_theta = 10° , on regarde que on peux focaliser le lobe principal à 10°:
- Paramètre s11 : Coefficient de réflexion
Références bibliographiques¶
- Balanis, Constantine. “Microstrip Antennas.” Antenna Theory, 4nd Ed.
- Balanis, Constantine. “Traveling Wave and Broadband Antennas.” Antenna Theory, 4nd Ed.
JOHNSON, R. C.; JASIK, H. Antenna engineering handbook. New York ; London: Mcgraw-Hill, 1984.
Sligar, A.P. (2007). Ansoft HFSS Antenna Design Kit Design Parameters.
- Balanis, C.A. (2008). Modern antena handbook. Hoboken: John Wiley & Sons, Cop.